无刷直流电机一般采用方波驱动

无刷直流电机因无励磁绕组,无换向器、无电刷、无滑环,使其结构比一般传统的交、直流电动机来得简单,运行较为可靠,维护较为简单。与鼠笼型感应电动机相比较,其结构的简单水平和运行的可靠性大体相当。由于没有励磁铁耗和铜耗,功率在300W以下时,其效率比同规格的用电流励磁的电机高10%~20%;和感应电动机相比,效率更高。

无刷直流电机一般采用方波驱动,采用霍尔传感器获得转子位置,通过此信号强制换相.这种方案控制方法简单,本钱低,目前电动车方案中应用广泛.但由于方波驱动换相时会呈现电流突变,导致转矩脉动较大,因此噪声指标差,难以在家电应用领域推广.而正弦驱动可以防止换相时的电流突变,虽然最大转矩会降低,但在噪声指标上有明显的优势.

通常永磁同步电机的控制都采用DSP,并且电机需要提供光电编码盘来精确检测转子位置,可以实现高精度控制,甚至可用在伺服系统中,但本钱会很高,家电应用对价格非常敏感,而且有些应用对性能要求不高,比方电风扇,保守的DSP矢量控制正弦驱动高本钱方案也比拟难推广.因此本文提出的采用8位单片机集成PWM发生器的正弦驱动方案有较高的市场价值.

一般正弦驱动直流无刷电机的气隙磁场是正弦波(也称为永磁同步电机)或是正弦波注入高次谐波后的磁场波形,定子多采用分布绕组,因此反电动势也是正弦波。三路霍尔传感器装置在转子上,每隔60°电角度输出变化一次,以此作为正弦波的同步信号,保证没有累积误差.

二、硬件结构

本方案的核心是一颗集成PWM发生器的8位单片机SH79F168,采用优化的单机器周期8051内核,内置16kFlash存储器,兼容保守8051所有硬件资源,采用JTA G仿真方式,内置16.6MHz振荡器,同时扩展了如下功能:

?双DPP指针.16位 x8乘法器和16位/8除法器.

?3通道12位带死区控制PWM,6路输出,输出极性可设,中心和边沿对齐模式

?集成故障检测功能,可瞬时关闭PWM输出.

?内置放大器和比较器,可用作电流放大采样和过流保护.

?提供硬件抗干扰措施.

?提供Flash自编程功能,可以模拟用做EEROM,方便存储参数.

主系统架构采用三相全控桥,自举升压驱动IC,控制地和功率地共享,采用IC内置放大器和ADC实现电流电压采样,节省电压/电流互感器,同时利用IC内部集成的比拟器和PWM故障检测功能实现过流保护.

三、霍尔相序自动测定

不管使用何种控制方式,都必需先知道Hall信号与转子位置的对应关系。Hall信号每60°电角度变化一次,共有6个值,以二极三相集中绕组为示意,如图1图2所示。

图1中可以看到三个Hall传感器在空间中依次相差120°电角度,转子磁极宽度为180°,设Ha装置在图2A绕组处,HbB绕组处,HcC绕组处。HallS极下输出1高阻输出,外部上拉)N极下输出0则转子顺时针旋转时,Hall信号的变化顺序是101001011010110100MSB=HcLSB=Ha每个Hall状态坚持60°电角度的时间。以转子磁势的位置来划分Hall区域,如图3所示。

图3Hall信号区域的划分

可以看出Hall信号区域的划分完全是由Hall传感器的装置位置决定的二二方式通电时,如AB相通电,则定子磁势Fa位置如图3所示,正好在110和010区域的分界处,此时若转子磁势Ff图标位置,则转子将顺时针转过60°电角度,然后Hall信号的输出变为010这时必需立刻使AC相通电,使Fa指向图4所示的位置,这样就可以带动转子转动。保守的方波控制就是采用这种方式.

图4转子位置变化后相应定子磁势位置

为了实现自动判别Hall输出信号与转子磁动势的位置关系,常采用的方法是将转子固定在图46个不同区域中,记录下对应的Hall信号值。图4中,若持续给AC相通电(电流从A流入,C流出)则Fa会停在图标的位置,而Ff最终也将停在Fa位置,而这个位置正好在两个不同的Hall信号区域之间,这样就无法准确的测出Hall输出信号与转子磁动势位置的对应关系。

本方案采用的方法是三相通电,先给ABAC相通电,如图5所示,定子磁动势指向一个Hall区域的正中间,这样转子也将停在此位置,此时记录下Hall输出。然后给ACBC相通电,如图6所示。

以此类推,接下来给BA BC通电;BA CA 通电;CBCA 通电;A BCB通电,分别记下相应的Hall值。有一点需要注意,最初给ABAC通电时,若此时转子磁动势Ff位置正好如图7所示,则转子将没有力矩,无法转到Fa位置,呈现死角,为了防止这种现象,采用正交驱动强制定位,给ABAC相通电之前先给BC两相通电,就可以避免。

四、正弦波控制方式

得知Hall输出信号与转子磁动势位置的关系之后,图7中,Ff位于图标的位置,方波驱动方式下,此时若给BC相通电,则Ff将逆时针旋转,为了能够让Ff旋转一周,尔后的通电顺序是BC-A C-A B-CB-CA -BA -BC反之,为了让Ff顺时针旋转,通电的顺序应该是CB-CA -BA -BC-A C-A B-CB

由电机基础理论可知:

T=K*Fa*Ff*sinθ

式中K为常数,Ff为定子磁动势,Fa为转子磁动势,θ为定子磁动势和转子磁动势的夹角,明显θ=90度时转矩最大.方波控制以六步运行,θ在60°到120度之间变化,因此不是恒定转矩,正弦波控制的目的就是控制定子磁链方向,尽量坚持定子磁链方向和转子磁链方向垂直.这也就是DSP矢量控制追求的目标—定子磁链定向控制).这样转矩最大且恒定.

要想获得上述效果,必需精确知道转子位置,一般的做法是采用光电编码盘,但成本较高,鉴于家电应用对动态性能要求不高,电机转速不会突变,60度电角度内可以认为电机匀速运行,因此本方案采用目前无刷电机标配的霍尔传感器.

图8中,一个360°电角度周期内电流按照t0t6顺序变化。因此可以在顺序中作出一个360度正弦波的表,每隔60度分段,通过读取3路霍尔的当前值,软件取不同的段,取出的数据和外部输入的速度给定系数(0~1之间)相乘,然后送入PWM发生器的占空比寄存器,就可以复现一个完整的360度正弦波,按上述描述,不考虑电机的瞬态响应,两次读表的间隔时间根据以下方法确定:定时器纪录电机转子每转过60度电角度所花费的时间,根据上两次60度电角度转子所花时间来预测下一个60度电角度需要多长时间.将此时间片除以60度表的数据量,就可以得知每次取表的间隔时间.

图8三相电流示意图

五、超前换相角处理

上述方案实现的理想状态下的电压驱动波形,只是保证电压矢量是和转子磁势方向基本垂直,实际上由于电机是感性负载,电机定子电流矢量滞后于定子电压矢量,因此定子磁势也滞后于定子电压矢量,也就是说,如果依照上述SPWM波形驱动电机,定子磁势和转子磁势夹角将小于90度,导致电机转矩不是最大,定子电流存在直轴分量,发生去磁效应,导致控制器的功率因素不高,因此需要加入超前换相处理.以便定子磁势和转子磁势夹角尽量接近90度.

实现起来其实很简单,只要在做正弦表时,将初始角度超前就可以了,不需要更改软件结构.更灵活一点的处置方法是给取表执针加一个偏移量,这样可以根据负载状况灵活设置超前换相角.

六、如何调速

从上文可以看出,SPWM调制波频率不是随意给出的而是根据Hall信号的变化随时调整的属于自控式变频,如果要调节电机速度,不能更改调制正弦波频率,而是修改调制波幅度,因此软件中取出的正弦表值会和外部的速度给定系数相乘后再写入PWM发生器的占空比寄存器中,调制幅度修改后,电机上的等效电压变化,然后速度发生变化,而正弦调制波的频率则依据转子霍尔信号主动调整.

七、总结

采用上述方案做成的控制器,实际运行效果比用方波控制噪声小,转动平滑,可实现无级调速,尤其适用于家用电风扇无刷电机控制或空调风扇控制。

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